有哪幾種線性調制方式-創(chuàng)新互聯

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有哪幾種線性調制方式？針對這個問題，這篇文章詳細介紹了相對應的分析和解答，希望可以幫助更多想解決這個問題的小伙伴找到更簡單易行的方法。

線性調制有4種方式，分別是：1、常規(guī)雙邊帶調幅“DSB-AM”；2、雙邊帶調幅的調制“DSB”；3、單邊帶調制“SSB”；4、殘留邊帶調制“VSB”。

調制方式按照傳輸特性，調制方式可分為線性調制和非線性調制。廣義的線性調制，是指已調波中被調參數隨調 制信號成線性變化的調制過程。狹義的線性調制，是指把調制信號的頻譜搬移到載波頻率兩側而成為上、下邊帶的調制過程。

線性調制理論概述

連續(xù)波調制CWM（Sine wave）：是正弦波為載波的調制方法 有兩大類：

線性調制 ： Z out = ∑ ki Zin ( f -f oi )

非線性調制 ：無上述線性關系。

模擬線性調制

1. 常規(guī)雙邊帶調幅（DSB-AM）

2. 雙邊帶調幅的調制（DSB）

3. 單邊帶調制（SSB）

4. 殘留邊帶調制（VSB）

常規(guī)雙邊帶調幅（DSB-AM）

S AM (t ) = [ A0 + f (t )] cos(ωc t + θc )

A 其中： 0 外加直流； f (t ) 調制信號； ωc 載波信號的角頻率； θc 載波信號的起始相位。 這是簡單和直觀的調制方法， 可用包絡檢波的方法很容易恢復 原始的調制信號。 [

檢波不失真的前提是：A0 + f (t )] ≥ 0 ； 否則，會出現過調幅，舉例說明。

①調制信號為單頻余弦 令 則有f (t ) = Am cos(Ω mt + θ m ) S AM (t ) = [ A0 + Am cos(Ω mt + θ m )] cos(ωc t + θ c ) = A0 [1 + β AM cos(Ω mt + θ m )] cos(ωc t + θ c )β 其中： AM Am = ；為調幅指數，其值應≤1。 A0

②調制信號為確定性信號時的已調信號頻譜 令 S AM (t ) = [ A0 + f (t )] cos(ωc t + θ c ) 1 = [ A0 + f (t )][e j (ωct +θ c ) + e ? j (ωct +θ c ) ] 2若f(t)的頻譜為 F(ω)，由傅氏變換F [ A0 ] = 2πA0δ (ω )F [ f (t )e ± jωct ] = F (ω m ωc )可得1 S AM (ω ) = [2πA0δ (ω ? ωc ) + F (ω ? ωc )]e jθ c 2 1 + [2πA0δ (ω + ωc ) + F (ω + ωc )]e ? jθ c 2 為簡化起見，令θ=0，則有1 S AM (ω ) = πA0δ (ω ? ωc ) + F (ω ? ωc ) 2 1 + πA0δ (ω + ωc ) + F (ω + ωc ) 2若用卷積表示，令θ=0，則有S AM (t ) = [ A0 + f (t )] cos(ωc t ) = m(t ) ? c(t ) 1 S AM (ω ) = [m(ω ) ? c(ω )] 2π

其中：m(t ) = A0 + f (t )， c(t ) = cos ωc t M (ω ) = F [m(t )] = 2πA0δ (ω ) + F (ω ) C (ω ) = F [cos ωc t ] = π [δ (ω ? ωc ) + δ (ω + ωc )]此結果與上述結果完全相同。

③功率分配（平均功率）2 S AM = S AM (t ) = [ A0 + f (t )]2 cos 2 ωc t由于 f (t ) = 0, cos 2ωc t = 0 S AM A02 f 2 (t ) = + = Sc + S f 2 2 Sc═ 載波功率 Sf ═ 邊帶功率 平均功率的結果包括載波功率和邊帶 功率兩部分 由定義可知，只有邊帶功率才與調制 信號有關。 于是我們可以定義調制效率為η AM = Sf S AM = f 2 (t ) A02 + f 2 (t ) 2 當調制信號為單頻余弦時，f (t ) 2 = Am / 2 ，此時η AM 2 2 Am β AM = = 2 2 2 2 A0 + Am 2 + β AM當處于臨界點時，βAM=1，調制效率大為ηAM=1/3 調制效率大的調制信號是幅度為A0的方波，ηAM=0.5

結論： 載波分量C是不攜帶信息的，但是卻占據了大量 功率，這部分功率被白白地浪費掉，如果能夠抑 制載波分量，則可以節(jié)省這部分功率，于是演變 另一種調制方式：抑制載波雙邊帶調制。

④調制信號為隨機信號時已調信號的功率譜密度 信號為已知，可通過信號的自相關函數得到功率譜 密度來研究調制效率和特性。 對于各態(tài)歷經的平穩(wěn)隨機過程/廣義平穩(wěn)隨機過程， 功率譜密度與自相關函數之間是一對傅氏變換關 系。 信號波形的自相關特性→自相關函數； 功率譜密度→平均功率→調制效率。

抑制載波雙邊帶調制（DSB-SC）

如果要抑制載波，只要不附加直流分 量 A0 ，即可得到抑制載波的雙邊帶調幅， 其時間表達時為S DSB (t ) = f (t ) cos ωc t當 f (t ) 為確知信號時，已調信號的頻譜為1 S DSB (ω ) = [ F (ω ? ωc ) + F (ω + ωc )] 2 常規(guī)雙邊帶調幅與抑制載波常規(guī)雙邊帶調幅的比較 當 A0 = 0 時，此為抑制載波常規(guī)雙邊帶調幅； 當 A0 ≠ 0 時，此為常規(guī)雙邊帶調幅。 調制器詳見平衡調制器和環(huán)形調制器 此種解調器只能采用相干解調的方法 如在解調端插入強載波后，就可以采 用包絡檢波的方法。 如一發(fā)多收時可以在信號發(fā)送端插入強載波。 平衡調制器 由上圖可知，非線性單元輸入為：x1 = f (t ) + cos ωc t非線性單元輸出為：x2 = ? f (t ) + cos ωc t y1 = a1[ f (t ) + cos ωc t ] + a2 [ f (t ) + cos ωc t ]2 y2 = a1[? f (t ) + cos ωc t ] + a2 [? f (t ) + cos ωc t ]2因此，經帶通濾波濾出下式的第二項即可y = y1 ? y2 = 2a1 f (t ) + 4a2 f (t ) cos ωc t 環(huán)形調制器 如果要抑制載波，只要不附加直流分 量 A0 ，即可得到抑制載波的雙邊帶調幅， 其時間表達時為(?1) n ?1 C (t ) = ∑ cos[2πf c t (2n ? 1)] π n =1 2n ? 1 4 ∞當 f (t ) 為確知信號時，已調信號的頻譜為S (t ) = C (t ) f (t ) 4 ∞ (?1) n ?1 = ∑ cos[2πf c t (2n ? 1)] f (t ) π n =1 2n ? 1工作原理：D1D2/D3D分別導通。

單邊帶調制（SSB）

單邊帶調制只傳送雙邊帶調制信號的 一個邊帶，節(jié)省頻帶的最佳方法。

1. 直觀方法：濾波法形成H SSB (ω ) 的特性為?1 H SSB (ω ) = H USB (ω ) = ? ?0 ?1 = H LSB (ω ) = ? ?0ω > ωc ω ≤ ωc ω < ωc ω ≥ ωc單邊帶信號濾波法形成的頻譜如圖 單邊帶解調不能用簡單的包絡檢波， 其信號包絡不能反映調制信號的波形 單邊帶調制的解調應采用相干解調法 例：某邊帶信號 要求載頻：10MHz， 帶寬：300~3400Hz。 上下邊帶間隔：600Hz受濾波器歸一化值限制 600Hz過渡帶上升40dB 只有選擇兩級濾波器 第一級載頻選：100kHz 第二級載頻選：10MHz

2. 單邊帶調制移相法形成 希爾伯特變換/正交對/希爾伯特 濾波器/寬帶移相網絡 必須將信號寬帶移相-π/2，而且 ?移相-π/2必須穩(wěn)定和準確； ?對所有頻率分量都要移相-π/2

3. 單邊帶調制維弗法形成 維弗法利用載頻的正交分量，只需載波 移相-π/2，而不必將信號寬帶移相-π/2 信號的頻率范圍為 第一載頻為 實際載頻為1 2ωL ? ωHωa = (ω L + ω H )ω c = ω a + ωb 1 濾波器截止頻率為 (ω H ? ω L ) 2

殘留邊帶調制（VSB）

殘留邊帶調制是介于單邊帶與抑制載波 雙邊帶調制的一種方法。除了傳送一個 邊帶之外，還保留了另一個邊帶的一部 分，即過渡帶。實現較容易。 殘留邊帶調制同樣可以用移相法，實際 上大都采用濾波法。 濾波法方法可分為： 殘留部分上邊帶的方法 其頻譜特性如中圖所示。 殘留部分下邊帶的方法 其頻譜特性。 殘留邊帶濾波器的傳遞函數在載 頻附近必須具有互補對稱特性 為了保證相干解調的結果不失真H VSB (ω ? ωc ) + H VSB (ω + ωc ) = 常數 殘留邊帶濾波器衰減特性：可以 較陡峭→單邊帶，也可以較平緩 →雙邊帶，合適選擇。 濾波器的衰減滾降特性：直線滾 降和余弦滾降（電視信號）。 [1]

線性調制可以分為兩種：廣義的線性調制和狹義的線性調制。其中狹義的線性調制只改變頻譜中各分量的頻率，但不改變各分量振幅的相對比例，使上邊帶的頻譜結構與調制信號的頻譜相同，下邊帶的頻譜結構則是調制信號頻譜的鏡像。狹義的線性調制有調幅(AM)、抑制載波的雙邊帶調制(DSB-SC)和單邊帶調制(SSB)、殘留邊帶調制（VSB）。

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網頁題目：有哪幾種線性調制方式-創(chuàng)新互聯
標題網址：http://www.muchs.cn/article4/cdeoie.html

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